 12AU7阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益，而且其容量大小对低端频响有很大影响。原线路电子管是6N11时选用1000uf，我进行了校验，看在12AU7工作点条件下，其容量是否合适。 根据Morgan Jones的著作《电子管放大器》，电子管本身的阴极等效电阻为： rk=（RL+ra）/（u+1） Morgan Jones在《电子管放大器》一书中指出：“SRPP电路中，上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的RL，由于其阻值相当低，这意味着必定有Av＜u。” 据此，下臂管子的RL=Rk=1K。 电子管的ra和u的值将随阳极静态工作电流大小而变化。在电子管特性曲线图上作图，Ia=3.5mA下，ra=10k，u=17，代入上式： rk=（10+1）/（17+1）=0.611K 阴极等效阴极交流电阻rk与阴极偏置电阻Rk是并联关系，阴极总电阻： rk′=rk‖Rk=（611×1000）/（611+1000）=379.3欧姆 Morgan Jones的著作《电子管放大器》指出：“ 放大器要有良好的低频响应，不止靠正确的幅度响应，还需要相位和瞬态响应所受的影响最小，而相位和瞬态响应涉及的低频端比截止频率低10倍，所以通常将截止频率f-3db选取为1HZ。” 所以我设定f-3db=1HZ，于是，与RK并联的交流旁路电容的容量为： Ck=1/2∏f-3db rk′=1/2×3.14×1×379.3=420uf 最接近420uf的电容量标准值是470uf。我选用了470uf/16V瑞典RIFA长寿命电容，型号：PEG124。当然，仍采用1000uf的阴极旁路电容也是可以的，只是它对应于截止频率f-3db=0.5HZ，本机低频响应已经很好（见后面的方波响应），没必要采用这么大的电容。 倒相级的6SN7和推动级的12AT7也必须工作于A类。我根据电路中实测的电压和计算的电流，验证它们都工作于Vg—Ia特性曲线直线段。6SN7的工作点:Va=180V，Vg=-6.5V，Ia=4.3mA，工作点在直线段中点偏下。  12AT7的工作点:Va=190V，Vg=-1.6V～1.8V，Ia=7mA，工作点正好在直线段中点。见下图：  由于倒相级6SN7工作在放大状态，所以需要检验其工作点的最大不失真输出振幅是否合适，能否不失真地驱动EL34和KT88。 首先，做出倒相管的负载线。长尾倒相电路与共阴极放大电路一样，负载线上Ia=0的电压端点是高压电源经负载电阻至阴极的电压，即：VHT=430V-100V=330V；负载线上Va=0的电流端点VHT/RL=330V/33K=10mA。在6SN7特性曲线图上连接这两个端点做出负载线，正好准确通过工作点：Va=180V，Ia=4.3mA Vg=-6.5V，由此可见；负载线的作图准确无误。 其次，找出限制点的电压振幅。沿负载线向左，找到即将产生栅流的饱和点Vg=-1V所对应的电压是95V；向右在相同幅度内没有截止点；于是最大不失真振幅峰峰值是：工作点电压与饱和点电压的差值的2倍：VP-P=2（180V-95V）=170V，有效值是： Vrms= VP-P/2√2=170/2√2=60.1V,此值可驱动EL34和KT88，甚至2A3和300B。  倒相级6SN7的阴极恒流源工作点的设置同样重要。采用EF89做恒流管是因为1993年从从炼钢厂废钢里的英国和丹麦军用旧通信设备上拆下了十多只EF89，多数测试良好；查手册可得到：EF89的内阻高达900K，放大系数u=3280，Va＞75V以后屏流曲线比较平坦（屏压Va变动时屏流Ia变化很小），屏流加帘栅极电流超过10mA。这些特性决定了EF89在低屏压110V时有良好的恒流特性。EF89的参数如下：  EF89的工作点由6SN7阴极电位（也就是EF89的阳极电压）、EF89的帘栅极电压、阳极电流加帘栅极电流流过阴极电阻产生负偏压决定。6SN7阴极电位就是前级SRPP输出电位加偏压，这个电路里是112V～115V。EF89的帘栅极电压从手册查出是100V，最好稳定，所以采用了帘栅极100V稳压电路。选择工作点主要是调整EF89的阴极电阻，（本机调至约200欧），对应的第一栅极偏压约-2.2~-2.3V左右，使6SN7两臂33K输出电阻上的压降为140V左右，对应的阳极电流为4.3mA左右。 根据EF89的内阻Ra、放大系数u和阴极电阻Rk，计算恒流源所呈现的交流电阻： R=Ra+（u+1）×Rk=900K+（3280+1）×0.2K=1556.2K=1.56M 这数值比常规长尾倒相电路的阴极电阻（20～30K）大了50多倍。 再查EF89曲线检验工作点是否合适，见下图：EF89的栅压-帘栅压-屏流曲线——栅压-2.3V、帘栅压100V，对应的屏流是8.5mA。  EF89帘栅极电流曲线：帘栅压100V，栅压-2.3V，对应的帘栅极电流3mA  由下图可见EF89工作于特性曲线的平坦区域。  实际测试表明，管内两边三极管参数完全一致的管子的两臂直流电压没有差异，不完全一致的，两臂直流电压可能有0.5V～2.0V的差异，但是恒流源式长尾倒相后两臂输出的交流电压的平衡度很好。 当阴随推动管采用12AT7时，尽管其自身栅压为-1.6～-2V不等，但由于12AT7本身栅压-屏流（Vg1-Ia）特性和阴极深度负反馈作用，对栅压跟随得很好，加到栅极电压是-32V左右，阴极也是-32V左右，相差不过零点几伏，所以麦景图MC-275图中标注12AZ7栅极电压是-57V，阴极也是-57V。开始我以为MC-275图标错了，实际做出来测量后才明白12AT7就是跟随得这么好。 起初打算将功放级的偏压改为阴极电阻偏压，在底板上增加了2×450欧姆的阴极电阻（美国西电后期黑色的矩形电阻）。这样的最大好处是：如果失去负偏压（阴极电阻开路），阳极电流也同时断开；如果负偏压改变（阴极电阻变值），阳极电流也同时改变，保证了功放管的安全。但是，由于十几年前从废钢场捡来的英国大盾EL34参数稍微有点不对称，推挽输出的两臂电流不完全一致，这不仅使谐波失真不能完全被抵消，而且还会产生交越失真。所以，为了能用上这些大盾名管，还是采用原先固定负偏压，以便于单独调整偏压，使两管电流对称。实践表明，原先采用的WXD2-53线绕10圈指针式电位器可靠性很高，负压回路都采用高可靠金属膜电阻，可靠性基本是有保证的。调试结果是：各管偏压相差并不大，约0.4V～0.6V，对管子的工作点影响不大。
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