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使用运放IC担任前置极和激励极，最大的优点是输出端直流电平与信号输入端直流电平严格一致，相差不大于±0.05V。这样就可以制作出由两个OTL功率放大器构成的反向输出的BTL功率放大器，而在输出端直流电平与信号输入端直流电平相差悬殊情况下，两个OTL功率放大器的正、反相输出端直流电平往往会相差超过0.5V，明显影响喇叭的工作平衡位置。BTL功率放大器的正、反相输出端直流电平直流电平相差必须小于0.1V，喇叭的工作平衡位置才不会发生明显偏离自由平衡位置。喇叭的工作平衡位置明显偏离自由平衡位置时，正反方向的机械振动幅度不对称，发出的声波将产生畸变不自然。另外，输出端直流电平与信号输入端直流电平严格一致，才使得使用正、负双电源供电的OCL功率放大器成为现实。否则，因输出端直流电平与电源中点电平相差较大，将导致喇叭不能良好的正常工作。 由于大部分运放IC的工作电压都不高，性能良好的高电压运放IC品种少、价格高，人们也可以采用与运放IC前置级相同的差动放大电路来达到同样目的。图⑤即是采用差动放大方式做前置极的典型电路，它比图①所示的互补对称式OTL功率放大器基本电路多用2只要求特性一致的三极管，比图②所示的改进型互补对称式OTL功率放大器实用电路多用1只三极管。说倒底，并不是人们不知道怎么设计功率放大器，而是受到器件选择上的限制，在不同历史时期只能使用相应的设计电路。在20世纪80年代后期，人们才开始比较容易找到特性一致的三极管进行配对使用。因差动放大极的静态电流可由电路设计参数准确给定，不用调节差动放大管的静态电流。在图⑤电路使用32V电源的情况下，前置差动放大管的静态电流为0.51mA～0.52mA，只要先调节R12使BG1的集电极到地端的电压降为15.4V，再调节R5使BG2～BG5的静态工作电流在10mA～20mA之间即可。 
在调整BG1的静态电流时，同样先要将R5调节成短路0电阻状况使BG2～BG5处于截止状态，暂不接入负反馈电阻R10，用导线将BG6、BG0的基极短路。接通电源，先调节R12使BG1集电极到地端的电压降为15.4V±0.2V，再调节R5使BG2～BG5的静态工作电流为15mA。为保险起见，先将R8与R9换接成100Ω/2W电阻，测量R8与R9上的静态电压降应为1.5V。断开电源，测量R5与R12可调电阻实际所处的电阻值，将它们换成相同阻值的固定电阻。接通电源，测量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V～1.8V之间。测量输出中点电平应在16V±0.3V之间。断开电源，将BG6、BG0的基极间连接导线取掉，把负反馈电阻R10接入电路。再接通电源，测量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V～1.8V之间。测量输出中点电平应在16V±0.2V之间，差分管电流放大倍率越大，输出端直流电平与信号输入端直流电平相差越小。用起子碰C1输入端时R8与R9上的电压降明显变大。然后把R8与R9换成0.3Ω电阻，接上喇叭试听。接通电源时输出端中点电压需要从零缓慢上升，因而只产生轻微冲击声。2秒钟后，用手碰C1输入端喇叭将发出“呜”的交流声。将C1输入端与地（电源负端）短路，喇叭应不发出声音，实际会发出轻微背景白噪声或很小声的交流哼声。 三、对功率放大器实用电路的完善 采用自举电路设计的功率放大器虽然电路相对较为简单，但却存在下限工作频率截止点。而引入自举电路是为了避免对上半波进行放大时没有足够电流提供给互补管使用，在不缺三极管使用的情况下，可以采用恒流源来保证对上半波进行放大时也有足够的电流提供给互补管使用。与此同时，将差动放大器也设计成由恒流源提供工作电流，可以大大提高对共态噪声的抑制比和放宽对电源电压的准确要求。图⑥是使用恒流源的功率放大器典型电路，其中：BG3与BG4构成标准恒流源，前者给前置差动放大极提供1mA恒定总电流，2只差分管BG1、BG2各得到0.5mA的静态工作电流；后者提供2mA恒定电流，与激励极BG5的静态工作电流2mA相等，从而使放大器输出端Q的静态中点电压完全由阻值相同的R13与R14分压确定出来，不会过大偏离E/2。串联在下方R14上的D1是为了补偿上方复合管的门坎压降比下方单一的互补管门坎压降多一个PN结压降，确保由阻值相同的R13与R14分压确定出来的中点电压更准确。激励极BG5的静态工作电流已经由R4上的1V压降和R12阻值200Ω确定为2mA，也不用调节。所以，在调节BG7～BG10的静态工作电流时先不接入BG4和BG5，直接在R13与R14分压出中点参考电压并提供有0.4mA～1.1mA的偏置电流给BG6工作状况下，由最小零电阻起始调节R10使BG7～BG10的静态工作电流为15 mA即可。然后把R10换成固定电阻，将BG4和BG5接入电路板，放大器即刻正常工作。虽然元件参数存在离散性，可能使BG5激励极的实际静态工作电流与BG4恒流源电流有少量相差，差动放大极也会根据输出端Q的静态电压偏离中点状况自动改变BG1的实际静态工作电流，使BG5的实际静态工作电流与BG4恒流源电流完全相等。当然，对BG5实际静态工作电流进行自动调节后，差动放大极的静态工作电流不允许其中任何一个明显减少太多。按照图⑥中的元件参数，只要变化0.1mA就可以让BG5的静态工作电流变化1mA，足以实现对BG5的静态工作电流调整。 
然而，由于恒流源限制了激励极处于截止状态时所能提供的最大电流，提高电源电压后并不能相应的提高输出幅值。虽然相应增加恒流源电流可以提高输出幅值，但却使激励极静态工作电流也相应增大，稳定性变差。较好的办法是引入镜像电路，采用上下对称的差动电流放大方式驱动后面的互补对称功率放大管工作。图⑦即是采用上下对称差动电流放大方式作激励极的功率放大器实用电路，因输出功率较大，为避免过载损坏器件，电路中加进了限制最大输出电流的保护功能。其中，BG4和BG5构成的镜像电路，可使BG5的工作电流Ic5与BG4的工作电流Ic4保持完全相等，进而对驱动BG6。实现由BG6、BG7构成上下对称的差动电流放大方式。这样，即可保证在上半波信号需要激励极提供更大驱动电流时，BG6也同步能输出更大的驱动电流给后极功率放大管。要达到同样目的，人们也可以采取再并联一对互补对称的前置差动放大器，由它实现对BG6的驱动。但由于镜像电路对元件的要求没有前置差动放大器高，采用两对前置差动放大器并不能对整个电路提高任何性能，大可不必使用那种多花代价的笨办法。该电路的调整方式与图⑥所示的使用恒流源的功率放大器电路完全相同。 
从工作原理上考虑，采用上下对称差动电流放大方式作激励极的电路已无缺陷。但由于大功率三极管的特性并不理想，在输出电流达到1A以上时，电流放大倍率只有10～25，将使得驱动大功率三极管工作的互补管必须提供超过200mA以上电流给后极。互补管本身的功耗经常超过2W，发热严重，互补管也需要另外装散热器。在电子元件厂家已经研制生产出大功率达林顿管的情况下，改用内部已做成复合管的达林顿管作最后级电流放大管，可以大大减轻对互补管的输出驱动电流要求。如SGS公司生产的TIP系列大功率达林顿管，在输出电流达到2A以上时，电流放大倍率也能达到500以上，从而只需要互补管提供20mA以下驱动电流给后极工作，互补管本身的功耗降低到0.2W以下。需要修改的设计参数只是根据达林顿管的门坎电压等于普通三极管门坎电压的2倍，把提供静态工作电流的偏置分流电阻R18、R19增加一倍阻值，以便保持互补管的静态工作电流不改变。同时互补管BG9、BG10基级间的电压降比先前增加一只普通三极管的门坎电压，它对电路静态工作电流的调整方式毫无影响。 
由于达林顿管不是专为音频功率放大器研制的器件，工作频率上限并不很高。普通大功率三极管的频率上限只达到1MHz，专为音频功率放大器研制的大功率三极管也只能达到10MHz，最好的不超过100MHz。虽然音频范围只有10Hz～20kHz，可是三极管的电流放大倍率与工作频率相关，处于工作频率上限时，电流放大倍率会下降到1倍。这使得工作频率上限低的三极管对20kHz高音的放大能力比2kHz中音的放大能力要低，也就导致开环状态下高音与中音的电流放大倍率已经不保持相同。而闭环负反馈对整个音频保持相同的取样倍率，并不改变混合信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率低的状况，从而使混合信号里的高音实际比中音的放大倍率要低。所以，使用工作频率上限高的大功率三极管，可使混合信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率下降得要少。如果使用频率上限只达到1MHz的大功率三极管制作音频功率放大器，将感到8kHz以上的高音成分严重不足。故此，国外的电子元件制造厂已经在20世纪90年代研制出性能超群的音频功率放大器专用大功率三极管。日本三肯公司制造的三肯管是最早出名的音频功率放大器专用大功率三极管，但它们都不是达林顿管，需要性能同样超群的中功率来做驱动前极，而且要给驱动前极中功率安装散热器。 (责任编辑：admin) |
