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10k欧 2.213 2.215 2.159 100k欧 2.215 2.205 2.165 L、C的测量精度，与Q和X的测量精度无关。当Q大于1时，测量精度可能参考电阻测量精度。X分量反而变成炼参数，精度降落。 测量小电感时，因为频率过低，是不能齐全反响高频形状的。例如，用5米长0.38mm线径漆包线绕的空心线圈，10kHz时的电感量是35.5uH，到了1MHz体现进去的电感量会比大于该值，即在10kHz与1MHz两个频率下体现进去的电抗是不同的。1MHz频率下铜线的趋肤深度是0.066mm，10kHz频率下趋肤深度是0.66mm，在10kHz下，趋肤深度远大于这条导线半径，所以导线的内自感是0.05uH*5=0.25uH，当频率到达1MHz，内自感变为2*0.066/(0.38/2) * 0.25uH = 0.17uH，这就是说，低频测量多测出了0.08uH的内自感。线圈有分布电容及对地分布电容约2pF至3pF，这会使它在1MHz时体现出的感抗变大0.5%的。频率高了，线圈中各点的电流不是同步建设的，这些也可能归算为分布电容的影响，会使高频电抗进一变大。电感绕线用的传导铜线的长度大，容易遭到各种要素影响，所以不必希冀低频法测得的电感量外推到高频还会有相反的精度。 有的电感小到只要零点几uH，本表也可能测量。为了使仪表更可靠的任务，初次装置LCR表，倡导对它停止验证。方法如下： 制造一个3uH左右的铁硅铝磁环电感，也可能利用色环电感或空芯片圈，假设驳回空心线圈，测量其间应确保线圈不变形。此电感间接焊接在主板上，测得电感量为L0。而后取一个电阻R从R17下端接到R18下端（虚地），并测得电感量L。那么现实测值应为L = L0*R/(R17+R)，本电路R17是1k欧。以下是一组实测结果： （铁硅铝磁环线圈，f=7.83kHz，Q=5，L0=2.84uH） R（欧） L（理论） L（测值） 备注 无量大 L0=2.84uH 2.84uH+0.01uH 正跳0.01uH 2100 1.92uH 1.92uH+0.00uH 不跳 300 0.66uH 0.65uH 正跳0.005uH 100 0.26uH 0.24uH+0.01uH 正跳0.01uH 51 0.14uH 0.12uH 不跳 25.5 0.07uH 0.05uH±0.01uH 正负跳0.01uH 以上实测结果标明，零点几uH的电感测量，误差约为0.01uH的，量化噪声约为0.01uH。 以上数听说明，此LCR表存在零点偏移0.02uH，可能思考更改菜单7中停止7.8kHz的零点批改值。 实践的零点几uH电感，在7.8kHz时，很多Q值小于1，噪声变大。输入端的差模噪声，一部分是低频噪声，也有高次谐涉及其它搅扰信号等。这些噪声对小信号有较大影响。电感量相反的电感器，假设Q值低，等效串联电阻大，电感器上的总压降添加，噪声总量也会添加一些。因此，0.1uH的低Q小电感，显示值会跳动达正负0.02uH。当被测电感0.2uH以上，抗搅扰才干添加了许多。此外，共模搅扰信号，对测量也有影响，由于，此时的共模信号强度是差模信号的几十倍。 当电感的Q值非常低时，电抗X值几乎为零，在噪声影响下，X能够变成负值，这时能够显示为电容了（负电抗会有一个带小数点的单位）。 •高阻测量的剩余电容效果： 数字电桥存在一些开路剩余电容，剩余电容是有损耗的，即含有电阻分量。不同频率档位，残电容基本相反，但剩余损耗电阻是不同的。1kHz与100Hz，剩余并联损耗电阻是G欧级的。7.8kHz的剩余并联电阻会小一些。 开路剩余损耗电阻相当于并联在被测Zx两端，因此，当咱们测量一个高阻电抗，假设试图批改结果，应利用并联原理批改。这时，请利用并联法测量。 剩余电容的容量在1kHz和7.8kHz下，不管是串联还并联，容量是相反的，这是由于剩余电容的Q值较大，所以串或并联剩余电容相反。测量小电容时，应减去剩余电容，才是真正的电容值。 100Hz下，通常无需思考剩余电容效果 八、DDS信号发作器 这是本LCR表的利用的外围技术。应用它完成了精确的相位管制，并输出正弦波。 DDS即“间接数字频率分解器” 普通驳回公用DDS芯片，以取得高功用。利用公用DDS，如AD9833等芯片，价钱贵，而且是MSOP封装，焊接不易，给DIY带来了一些妨碍。此外，AD9833与单片机联合，完成0度、90度、180度、270度移相方波，也是比较费事的。 如今的单片机，速度快，可能间接分解音频波形，同时精确输出移相方波。 单片机DDS算法原理： 正弦函数y=sin(x)，其中相位量x与时间成正比。即相位x随时间添加而线性添加。 先发生随时间线性变动相位序列x，同时应用查表法失去sin(x)的值，并应用DAC将sin(x)的值即时输出。 在单片机中设置定时器，每隔dT时间，相位累加dX，就失去x，x+dX，x+2dX，x+3dX……的相位序列。每发生一个相位，同时输出相应的sin(x)值。 算法确定后，接上去就看硬件上能否反对以上算法，假设反对，写出相应顺序即可。 在单片机的内存中，存放了方波函数值查问表、正弦波函数值查问表，dT中缀离开时，先输出x对应的正弦波数值，接着在另一个端口马上输出x+0度（或x+90度）方波函数值。这样就失去了LCR电桥所需的两个信号源。当前输出方波是x+0度还是x+90度，dT中缀时期，不要利用if语句来判别，而应写面“x+初相变量”的方式，初相变量是事前设定好的。这样，x+0度方波与x+90度方波之间的相差就是严厉的90度关系。 为了使波形相位巩固，dT的中缀优先级须置为最初级别。 STC12C5A60S2，内置了DAC，并且dT可能设置得较小。 九、相位补救技术 相位补救，实践上就时去除剩余Q值或D值。 可控增益缩小器相位补救原理： 测量上、下桥臂，假设缩小器入于相反的增益档位，两组测量的移相是相反的，互相低消，可能忽略。假设两臂测量驳回不同的增益测量，则移相不可忽略。缩小器移相引入的误差，对四个档位的测量都有影响，而不单单是高阻抗与低阻抗两种不凡情况。这是由于缩小器的移相存在，形成高Q的CBB电容的Q值根本无奈测量。为了处置这个效果，须提高7.8kHz下Q值的测量精度，现实的办法就是驳回相位补救。 两个可控增益缩小器的移相是不同的。留意，在频域看，是相位滞后，时域看，其实就是缩小器对正弦波的延时照应，对不同的频率，延时量基本相反，而1kHz档周期长，所以延时引入的误差基本可能忽略，关于7.8kHz档，这种延时不可忽略，它对相位的影响，是1k档的7.8倍。 批改方法，测定出两个缩小器的相关于1倍增益时的移相。第一级可控增益缩小，是1倍和10倍两档，咱们要测出10倍档的添加移相。第二级可控增益缩小，是1倍和3倍两档，咱们要测出3倍档的添加移相。 频率置为1kHz，档位驳回1k欧档。1k档阻抗低，对分布电容不敏感，所以利用这个档位来捕获后级缩小器的移相，而不且前级受分布电容的影响。1k档的阻抗，也远比引线电感阻抗大，引线电感可忽略。 接入不同的被测电阻，测得不同增益档位下的相位偏移（Q值实践上就是它的相位偏移角度）。增益档位可能利用菜单4监督。 测得不同电阻下运放增益档位与移相数据如下： 下表数据，增益档位为0是1倍档，1是3倍档（源于第二可控运放），2是10倍档（源于第一可控运放），3是两个缩小时同时缩小，共3*10=30倍，增益档位利用菜单4检查。 51.00k电阻：上臂0，下臂3，Q=0.027 20.00k电阻：上臂0，下臂2，Q=0.016 (责任编辑：admin) |
