如果你只是想制作一台推挽胆机，看到这里就可以满足你要求了。二楼会更新一些关于推挽设计的理念，希望自己设计修改电路的可以关注。 图纸说明： 1，图纸可同时用于6P3P（6L6GC）家族和6550家族，这两种管子现在各厂都在生产。其中6P3P，6N8P库存较多，不容易被炒作涨价。 2，采用6P3P输出功率为20W，采用6550输出功率为60W。 3，额定功率失真小于0.4%，功率管已配对。 4，R2参考中心值15K，调节R2使帘栅极供电电压为285V。如有条件，帘栅极请采用稳压供电。 5，采用6P3P时，R1参考中心值75K，调节R1使6P3P屏流为32mA；采用6550时，R1参考中心值51K，调节R1使6550屏流为41mA
B:长尾倒相级  1，长尾倒相级的基本工作原理 长尾倒相级本质是差分放大器，主要特征是阴极采用电阻Rk替代差分常用的恒流源，这个电阻Rk被称为“长尾”。它的特征和差分放大器是十分近似的，具体可查阅差分放大器，下面仅做一些简单的讨论。 由于Cg直流状态下视作开路，Rg为V2栅极提供了直流偏置，其值等于输入信号直流偏置。交流状态，使Cg容抗远小于Rg，则Cg等效接地，V2管是典型的共栅放大组态，输入信号取自V1管阴极输出。共栅放大输出和输入同相，又V1阴极输出信号和输入Ui同相，故U2和Ui同相。V1是共阴放大，屏极输出信号和输入Ui反相，故U1和Ui反相，由此可得U1和U2反相，起到了倒相的作用。 2，长尾倒相的平衡问题 假设下管增益为A2，R1=R2，为了使长尾两臂平衡，U1/U2 = 1+R1/(Rk×A2)，并可得 R2/R1 = R2/(Rk×A2) +1 从上式可以看出，若要两臂平衡，则U2/U1应该趋近于1，要求 R1/(Rk×A2)趋近于0，即要求分母尽可能大，分子尽可能小 于是可得出： 下管增益A2越大，平衡度越好；Rk/R1越大，平衡度越好。 由于长尾倒相一般选择双三极管担当，两臂增益近似，因此当A2确定时，平衡度主要取决于Rk/R1。然而Rk不可能过大，过大的Rk会形成较大的直流压降，使电源利用率降低，输出动态范围压缩。 所以高u三极管往往比较适合用于长尾倒相级，它们的A2较大，拥有更好的平衡度。 另一方面，长尾倒相级也是功放的推动级。作为推动级，希望拥有较大的动态范围，较小的失真，较低的输出阻抗。此时高u管往往不能满足要求，因其内阻较高，驱动功率管输入电容能力较弱。 所以中u低内阻三极管往往比较适合推动级。 长尾倒相级兼任推动级的时候，必须兼顾这两方面的矛盾，折中选择。 实际线路中，为了解决采用中u管的对称性问题，往往使得R2>R1，以保持两臂交流基本平衡。 以1楼图纸为例，下管A2=16.3倍，R1=33k，则 R2=R1×Rk×A2/(Rk×A2-R1)=33k×12k×16.3/(12k×16.3-33k)=39.6k，取R2=39k系列值 3，推动级的动态范围和问题 长尾倒相兼任推动级的动态范围可用做图法获得，采用普通共阴放大电路分析方法。需要留意的是要扣除长尾电阻Rk上的压降，以及考虑功率管栅极电阻也是交流负载的一部分。 为了保证动态范围，一般推动级需要留有6db以上的裕量。 4，推动级的失真问题 由于长尾倒相级本质是差分放大，会抵消大部分偶次谐波失真，因此本级失真主要是由奇次谐波失真构成的。 为了降低奇次谐波失真，首先要选择奇次谐波失真较小的三极管，然后选择合理的静态工作点以获得较低的失真。 设计中，失真计算可以采用共阴电压放大级分析方法，利用做图法计算获得，相关介绍资料较多，本帖不再讨论。 关于三极管静态工作点选择定性分析： 1)对于选定的Q点，屏极电阻越高，奇次谐波失真越低 2)对于选定的屏极负载电阻，静态电流越大，失真度越低 3)较高的屏极电阻不容易提高静态电流，会缩减动态范围，增加大信号失真 4)过大的静态电流也会造成动态范围压缩，减短电子管寿命 C：功率级 有关功率级的设计基础，可以查阅顶置贴：http://bbs.hifidiy.net/viewthread.php?tid=164357 以及：http://bbs.hifidiy.net/viewthread.php?tid=60776 贴内相关书籍 本楼仅讨论一般功率级设计的一些理念。 1，常见多极管功率级主要有三种模式：三极管接法，超线性接法，标准接法 对于三极管接法，建议选择甲类工作状态，随着负载阻抗的提高，总谐波失真会逐步减小，但输出功率也会同比减小，一般建议以刚好满足甲类状态为主。 对于超线性接法，输出功率随负载变化比较恒定，失真随负载阻抗提高而逐步减小到一个谷底，然后又随着负载阻抗提高而上升。 对于标准接法，建议选择低偏流甲乙类。它的输出功率随负载阻抗变化较为剧烈，有最佳负载阻抗。 在选择这三种模式的时候，必须衡量电路设计的要求。 三极管接法需要推动电压高，高频密勒电容较大，输出功率最小，总谐波失真最小。电路设计的主要难度在于推动级，适合不追求功率，不计成本的情况下采用。 超线性接法推动电压较高，可以省略一组帘栅极供电电源，需要输出变压器有超线性抽头。超线性对失真的改善和用管型号密切相关，在某些功率管上并不能起到显著的改善作用。由此带来的缺点是，它的增益比标准接法来的低，负反馈对失真的抑制程度不够，结果往往不如标准接法。 标准接法是输出功率最大的，也是增益最高的。高频密勒电容很小，所需推动电压很低，对推动级要求较低。标准接法失真和工作点，负载阻抗密切相关。合理设计的标准接法功率级，总谐波失真和超线性以及三极管接法相比 没有显著增大，而得益于较大的反馈量，在保持输出功率的同时，也可以保持较低的失真。标准接法的另一个好处是对输出变压器漏感要求较低，便于采用低偏流甲乙类进一步提升效率。 以GE 6550A管手册为例，下图是手册截图  此图是1/4输出功率情况，输出功率-总谐波失真随负载阻抗变化图。在A点，失真降至最低，约0.2%左右，输出功率A'点24W左右。这是开环状态，施加负反馈以后失真会进一步降低。在相同增益情况下和三极管接法比较，并无劣势。 标准接法失真随负载阻抗减小，变化较小，如图中AB段；随负载阻抗增加，失真度上升较快，如图中AC段。满功率输出时也有类似现象。 标准接法需要增设一组帘栅极供电。低偏流甲乙类时，帘栅极电流变化较大，要求帘栅极供电内阻较低，建议采用稳压电源供电。 2，功率级常见工作组态分为三类： i)甲类：如同第一点所述，是比较适合三极管接法的，可以解决输出变压器造成的高频失真问题。对于标准接法，甲类并无优势。原因是推挽失真的主要成分是奇次谐波失真，标准接法甲类状态并不一定具有最低的奇次谐波失真。 ii)乙类：真正的纯乙类是不适合音频电路的，实际上总是需要少量静态电流来克服显著的交越失真，通常所指的乙类是这种，它和通常所谓的甲乙类界限其实很模糊，各家手册标注也不同。 iii)甲乙类：高偏流甲乙类比较适合采用阴极电阻形成自给偏置的功率级，或超线性接法功率级。 就之前1段所述，标准接法对负载阻抗变化是比较敏感的，换一个角度看问题，当负载阻抗恒定的时候，对于静态电流也是很敏感的。静态电流和负载阻抗一样，都决定了功率管导通角的变化，从而控制了失真。 对于标准接法，实际制作中，选定的负载阻抗往往不能改变，必须通过仔细调节静态电流来获得最佳的工作状态。 关于1，2两点的标准接法失真情况，我采用JJ公司的EL34管做了一次实验（由于推挽所需信号源电压较高，信号源也会产生少量失真，实测失真会稍大一些，结果趋势不变，仅供参考）  测试条件，Ua=400V，Ia=58mA×2，Ug2=360V，Ug1=28Vpp（1/4额定输出功率状态） 结果和6550一样，也出现最低失真的负载阻抗 选择3500欧姆作为负载阻抗，保持其余条件不变，改变静态电流，可以得到如下结果：  可以明显的发现，失真最小点并不出现在电流最大点，在55-60mA之间出现了谷底。 进一步调大输入信号，Ug1=45Vpp，可以得到如下结果：  谷底发生了变化，出现在45-55mA之间。这是由于EL34管大电流线性较差导致的，这种谷底变化在合理设置工作点的束射管身上变化较小。 观察不同型号电子管原厂参数和实验结果都表明：标准接法在调试正确的情况下，完全可以兼顾输出功率和失真度。而静态电流并不是越大越好，负载阻抗也不是随意选择的。 回到现实世界，扬声器的负载阻抗是波动的，因此就上述EL34管为例，选择输出变压器阻抗在3500欧姆，静态电流在48-58mA每管，是比较好的工作状态，即使负载阻抗出现波动，这个区域的失真变化也不大。 本节的结论：制作一个优秀的推挽胆机，必须是实际仔细调整功率级工作状态的，而不是简单的按照手册套用或迁就手头元件制作的。 (责任编辑：admin) |
